第三代功率半導(dǎo)體碳化硅SiC具有高耐壓等級、開關(guān)速度快以及耐高溫的特點，能顯著提高電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)的效率、功率密度和可靠性。首先，設(shè)計了兩電平三相逆變器主電路和帶有保護功能的隔離型驅(qū)動電路，使用LTSpice仿真分析了門極電阻對驅(qū)動性能的影響；其次，建立了逆變器的功率損耗與熱阻模型，使用Icepak對散熱器進行了散熱分析；再次，討論了PCB板寄生參數(shù)對主電路和驅(qū)動電路的影響， 并提出了減少寄生參數(shù)的措施；最后，采用CREE公司的1200 V/40 mΩ SiC MOSFET制作了1臺7.5 kW的實 驗樣機，并給出了測試結(jié)果。

電機驅(qū)動逆變器是電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)的重要組成部分，決定了整車的性能和可靠性。隨著電動汽車的發(fā)展，對電力驅(qū)動的小型化、輕量化、高能效和可靠性提出了更高的要求。由于驅(qū)動逆變器功率的增加，需要更高的直流母線電壓，目前驅(qū)動逆變器的輸入電壓已經(jīng)從300 V發(fā)展到了750 V。在此電壓等級下，Si MOSFET由于導(dǎo)通內(nèi)阻較高會產(chǎn)生過大的導(dǎo)通損耗，而Si IGBT又存在著電流拖尾問題，關(guān)斷損耗過大。

碳化硅SiC作為第三代功率半導(dǎo)體材料，具有硅無法比擬的優(yōu)勢，應(yīng)用在純電動汽車和混合動力汽車的驅(qū)動系統(tǒng)中，能顯著提高驅(qū)動系統(tǒng)的功率密度，減小散熱器的體積、重量和成本，還可實現(xiàn)逆變器和馬達的一體化和輕量化。通過三菱電機11 kW Si和SiC逆變器的體積對比，同等容量下SiC逆變器的體積減少了60%。

近年來，國內(nèi)外對SiC器件在電力電子變換器中的應(yīng)用及存在的問題進行了一些研究。設(shè)計了一種準Z源逆變器，大大減少了電容和磁性元 件的體積，并將效率提高到了97%；設(shè)計了一種基于封裝集成技術(shù)的單相逆變器，通過良好的散熱設(shè)計，將功率密度提高到了58.8 W/in3；對SiC MOSFET的驅(qū)動電路進行了設(shè)計，但電源和保護電路較為復(fù)雜；文獻研究了SiC DC-DC變換器中寄生參數(shù)產(chǎn)生的振蕩和電壓應(yīng)力問題，但是未給出PCB的布局方案。

本文采用SiC MOSFET設(shè)計了三相逆變器的主電路和驅(qū)動電路，采用風(fēng)冷散熱進行了仿真計算，通過結(jié)構(gòu)優(yōu)化以減小PCB板的寄生參數(shù)，最后研制了1臺7.5 kW的實驗樣機進行驗證。

1 逆變器電路設(shè)計

設(shè)計逆變器首先要從主電路開始，根據(jù)需求進行功率器件和直流側(cè)電容的選型。驅(qū)動電路是逆變器的核心，需要完成隔離、緩沖、保護等功能，影響著逆變器輸出波形的質(zhì)量、效率和可靠性。

1.1主電路設(shè)計

本文設(shè)計的SiC MOSFET逆變器采用兩電平三相電壓型拓撲。主功率器件選用6只CREE公司 的SiC MOSFET C2M0040120D，其耐壓為1200 V， 輸出電流可達40 A。選擇直流母線電容時，應(yīng)考慮器件的開關(guān)頻率。通常而言，同體積的電解電容容 量較薄膜電容大很多，但是電解電容的ESR比薄膜電容高1個數(shù)量級。濾波電容的阻抗等于容抗加上自身ESR，所以在高頻應(yīng)用中，薄膜電容的整體濾波效果已經(jīng)與電解電容相當(dāng)。此外薄膜電容具有更好的溫度特性和頻率特性，更適合電動汽車驅(qū)動中的應(yīng)用。因本文設(shè)計的逆變器頻率為100 kHz， 所以采用薄膜電容作為主電容。根據(jù)文獻計算電容容量的方法，選擇4只800 V/10μF的薄膜電容。逆變器參數(shù)如表1所示。

1.2驅(qū)動電路設(shè)計

由C2M0040120D的輸出特性可知，SiC MOSFET的跨導(dǎo)比IGBT小，在IGBT常規(guī)的驅(qū)動電壓10~15V的范圍內(nèi)，SiC MOSFET的導(dǎo)通壓降較高。為了降低導(dǎo)通壓降，通常將SiC MOSFET的驅(qū)動電壓設(shè)置為18~20V。另外，雖然SiC MOSFET可以實現(xiàn)0 V關(guān)斷，但是為了其快速關(guān)斷的特性，一般使 用-3~-5 V關(guān)斷電壓，避免快速開關(guān)干擾導(dǎo)致的 SiC MOSFET誤觸發(fā)。

由于門極電阻Rg決定了開關(guān)過程中的振蕩過程和電容充電速度，因此本文使用LTSpice軟件對 C2M0040120D在不同門極電阻下的開關(guān)工作特性 進行了仿真分析。由圖1可知，當(dāng)Rg取5Ω時，即保證了開關(guān)速度，又對開關(guān)振蕩進行了有效抑制。

驅(qū)動電壓階躍時，首先通過門極電阻為柵極電容充電，當(dāng)柵極電容電壓高于閾值電壓Vgs,th后， MOSFET才開始導(dǎo)通。因此，驅(qū)動電路的驅(qū)動電流應(yīng)足夠大，以滿足電路對上升時間的要求。通過芯片手冊中給出的總柵極電荷QG和開通時間ton，可 以求出驅(qū)動電流為：

式中：R'g為數(shù)據(jù)手冊中測試使用的門極電阻；RG為實際電路中的門極電阻；Rg（ int）為MOSFET內(nèi)部門極電阻。計算驅(qū)動電流時，驅(qū)動電壓會對QG產(chǎn)生影響， 本文使用的驅(qū)動電壓與MOSFET數(shù)據(jù)手冊中相同， 故不再考慮。

為了保護控制電路和操作人員安全，同時提高設(shè)備的抗干擾能力，驅(qū)動電路應(yīng)實現(xiàn)主電路與控制電路之間的隔離。本文采用了光耦驅(qū)動和整形放大兩級驅(qū)動電路。隔離電源使用金升陽公司的A1212S-2WR2模塊，將12V輸入轉(zhuǎn)化為隔離后的24V，并使用4.7 V穩(wěn)壓管得到+19.3 V/-4.7 V的驅(qū)動電壓。光耦驅(qū)動使用Broadcom公司的ACPL-335芯片，它內(nèi)部包含了短路檢測、米勒嵌位和低壓閉鎖功能。整形放大使用IXDN609芯片，可以滿足驅(qū)動電路高速、低延時和低輸出阻抗的要求，最大輸出電流9 A，大于驅(qū)動峰值電流。驅(qū)動電路原理如圖2 所示。

功率管利用光耦芯片的飽和檢測端口實現(xiàn)過流保護。其原理是器件導(dǎo)通時，如果DESAT引腳電壓大于3.9 V，芯片就會閉鎖輸出并且發(fā)送短路信號。使用1只穩(wěn)壓二極管，設(shè)定過流值，穩(wěn)壓1.5 V，電流閾值為（3.9-1.5-0.7）/0.04=42.5 A。驅(qū)動電路還設(shè)計了門極嵌位保護，當(dāng)電壓大于24.7 V或者小于-5.4 V時，通過反串聯(lián)穩(wěn)壓管將電壓嵌位，保護 SiC MOSFET門極不被擊穿。使用10 kΩ柵源極電阻，保證驅(qū)動芯片掉電狀態(tài)下功率管可靠關(guān)斷。此外，為了防止寄生參數(shù)導(dǎo)致的電壓尖峰擊穿MOSFET，在開關(guān)管兩端加入了RC吸收電路。

2 散熱設(shè)計

散熱設(shè)計是逆變器設(shè)計的重要環(huán)節(jié)之一，如果器件損耗產(chǎn)生的熱量得不到有效散熱，MOSFET的結(jié)溫就會上升，導(dǎo)致器件性能和壽命降低，甚至永久損壞。因此，為了逆變器安全可靠地運行，必須對散熱系統(tǒng)進行良好準確的設(shè)計。

在中小功率逆變器中，通常采用風(fēng)冷或者液冷的散熱方式。通常，空氣的導(dǎo)熱系數(shù)比液體低得多，所以在相同體積下，液冷比風(fēng)冷能帶走更多的熱量。但是，液冷的成本較高，且系統(tǒng)復(fù)雜可靠性低。由于SiC MOSFET具有低損耗、耐高溫的優(yōu)點， 因此本文采用風(fēng)冷散熱設(shè)計。

2.1 SiC器件損耗分析

在PWM控制的逆變器中，MOSFET的損耗主要為導(dǎo)通損耗Pcond和開關(guān)損耗Psw，其功率損耗。由于功率損耗與MOSFET導(dǎo)通電阻有關(guān)，而導(dǎo)通電阻受芯片結(jié)溫影響，計算較為復(fù)雜。本文使用CREE公司的在線仿真工具Speed-Fit，其仿真電路參數(shù)設(shè)置及仿真結(jié)果如圖3所示。逆變器6只1200V SiC MOSFET C2M0040120D的總損耗為187.45 W。

2.2散熱器熱阻計算

使用熱阻等效電路分析逆變器對散熱的要求， 建立的等效電路如圖4所示。圖中，Ploss,Qi為各器件損耗，RθJC、RθCH、RθHA分別為結(jié)殼熱阻、殼-散熱器基板熱阻與散熱器熱阻；TA、TH、TJ,Qi分別為環(huán)境溫度、 散熱器基板溫度與各器件結(jié)溫。

本文使用6063鋁合金散熱片，熱源平均分布在散熱片上。每個SiC MOSFET與散熱器之間使用陶瓷墊片實現(xiàn)絕緣。根據(jù)MOSFET和陶瓷墊片的數(shù)據(jù)手冊，可以得到結(jié)殼熱阻RθJC=0.34℃/W，陶瓷墊片熱阻RθCH1=0.11℃/W，導(dǎo)熱硅脂熱阻RθCH2=0.44 ℃/W。使用Ansys Icepak有限元軟件對散熱器進行 熱仿真，參數(shù)按照表2設(shè)置。

根據(jù)等效電路可以列出各點溫度方程為：

圖5為Icepak仿真溫度云圖，由結(jié)果可知，散熱器表面最高溫度為77.08℃，用最高溫度計算散熱器熱阻RθHA=0.241℃/W。根據(jù)式（3），計算出額定負載下SiC MOSFET的最大結(jié)溫為104.9℃，滿足器件穩(wěn)定運行的要求。

3 PCB設(shè)計

在相同耐壓等級的器件中，SiC MOSFET的寄生參數(shù)Ciss、Crss、Coss等比IGBT的要小很多，因此， SiC器件的開關(guān)時間短，開關(guān)損耗低，但是對驅(qū)動電路和主電路的寄生參數(shù)更敏感。文獻討論了主電路的寄生參數(shù)對電路性能的影響。在半橋電路開 關(guān)過程中，關(guān)斷的MOSFET相當(dāng)于1個電容Coss，開通的MOSFET相當(dāng)于1個極小的電阻，它們與電路的雜散電感Ls產(chǎn)生串聯(lián)諧振，會在MOSFET兩端產(chǎn)生很大的電壓超調(diào)，甚至導(dǎo)致開關(guān)管擊穿。

為了減少寄生參數(shù)的影響，驅(qū)動電路應(yīng)盡可能靠近MOSFET的門極，并使用嵌位電路減小驅(qū)動電壓的振蕩。各芯片電源端需加入去耦電容，PCB板上下層之間走線應(yīng)垂直布置。在主電路中，直流母線應(yīng)平行對稱布置，并且在每相橋臂兩端并聯(lián)薄膜電容可以減小PCB的雜散電感。

本文使用Altium Designer繪制了電路板，并使用Ansys Q3D分析了PCB板寄生參數(shù)。PCB采用雙層板，上層為驅(qū)動電路，下層為功率電路布線。MOSFET位于PCB板下方，驅(qū)動電路與驅(qū)動電源分布在MOSFET上方。相較于排線式驅(qū)動與插接式驅(qū)動，本設(shè)計減小了驅(qū)動電路輸出距MOSFET門極的距離，使得驅(qū)動電路的寄生電感最大值僅為10.42 nH。兩條直流母線平行分布在PCB板底面，利用互感減少部分寄生電感。此外，直流母線大面積覆銅減小了電流回路長度，其最大寄生電感折合為50.61 nH。三相輸出直接從MOSFET引腳引出輸出端子，其寄生電感最大值為11.11 nH。4只薄膜電容分布在三相橋臂之間，盡可能地靠近上下開關(guān) 管，對開關(guān)振蕩有吸收作用。PCB板寄生參數(shù)分析及PCB 3D模型如圖6所示。

4 實驗分析

研制的7.5 kW三相SiC逆變器實驗樣機及測試平臺如圖7所示。輸入電壓由電網(wǎng)經(jīng)三相調(diào)壓器再整流濾波后得到550 V直流電壓，三相負載由3 個8Ω電阻和200μH電感構(gòu)成，驅(qū)動信號由TMS 320F28335 DSP板產(chǎn)生6路SPWM。

實驗波形及逆變器整體溫度如圖8所示。圖8（a）是逆變器輸出的線電流和線電壓波形，由圖可見，逆變器輸出的線電壓為220 V，三相電流只含有開關(guān)次諧波；圖8（b）是下橋臂的驅(qū)動信號與MOSFET開關(guān)波形，由于測量干擾，驅(qū)動信號產(chǎn)生了毛 刺；圖8（c）為下橋臂電壓的上升沿和下降沿波形， 可以看出SiC MOSFET的開通時間與關(guān)斷時間僅有30 ns左右，比IGBT快了1倍；此外，功率管的開關(guān)振蕩基本消除，且最大的電壓超調(diào)僅有30 V；圖8（d）是使用FLUKETi25紅外熱成像儀拍攝的 逆變器的整機溫度，由圖可見，在15℃環(huán)境溫度下，逆變器最高溫度為73.4℃，滿足SiC MOSFET 穩(wěn)定工作的要求。

5 結(jié)論

碳化硅器件的低導(dǎo)通內(nèi)阻、高耐壓和高頻的特點，使得電力電子變換器的效率和功率密度進一步提高，在電動汽車等領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景。本文首先針對兩電平三相逆變器拓撲進行了功率器件和電容選型，設(shè)計了適用于SiC MOSFET的隔離型驅(qū)動電路，并確定了最佳的門極電阻參數(shù)；之后計算了逆變器的功率損耗并進行了散熱分析，并使 用Icepak有限元仿真軟件進行了驗證?？紤]到寄生參數(shù)對電路的影響，本文在PCB布局方面給出了解決方案。7.5 kW SiC逆變器試驗樣機的開關(guān)頻 率為100 kHz，理論效率可達97.5%，并采用風(fēng)冷散熱，降低了體積和成本。實驗結(jié)果表明，逆變器的主電路和驅(qū)動電路達到了設(shè)計目標，且散熱器可以將器件溫度控制在合理的工作溫度下，滿足長時間工作的要求。